在 5G 战火纷飞之际，无论是根底运营商、芯片商仍是手机厂商，均以排兵布阵筹办好久，只为期待“万箭齐发”的更佳时机。且同时，为了加快商用的程序，本月初，工业和信息化部正式向中国电信、中国挪动、中国联通、中国广电颁布了 4 张 5G 商用派司。
不外，5G 的开展并没有想象中那么快，工信和信息化部信息通信开展司司长闻库也曾暗示，“5G 全面商用还需耐心期待。收集建立从无到有需要过长，建得好不是 5G 的目标，用的好才是 5G 实正的目标。”
此前，我国提出的是 2017 年展开 5G 收集第二阶段测试，2018 年大规模试验组网，并在此根底上于 2019 年启动 5G 收集建立，最快 2020 年正式推出商用办事。现在看来，我国的各项建立均在有条不紊的停止中。但在此建立过程中，我们也发现，比拟 4G，5G 所需建立的基站数量远超乎我们想象。在那一点上，据悉，做为世界上第一个开通 5G 商用的国度，韩国将于本年内共建立 23 万座 5G 基站；德国方案在 2021 年建立 40000 个 5G 基站；横纵比照，国内 5G 基站的根本数量已抵达 581.4 万，远超越 4G 基站数量。
对此，我们不由提问，以大容量、低延时、高带宽为特征的 5G，为何需要成立如斯庞大数量的基站？那此中的启事又是为何？接下来，我们将从爱立信5G 专家、3GPP 5G NR 尺度鞭策及造定者精心撰写的《5G NR尺度：下一代无线通信手艺》一书中探寻到 5G 关键手艺毫米波的相关奥妙。
毫米波射频手艺
毫米波通信引入了更大的带宽，而更大的带宽就会对数字域和模仿域之间的转换倡议更高的挑战。业内普遍利用基于信号噪声失实比（Signal-to-Noise-and-Distortion Ratio，SNDR）的Schreier品量因数（Schreier Figure-of-Merit，Schreier FoM）做为模数转换器的度量，拜见：
那里， SNDR的单元是dB，功耗P的单元是W，以及奈奎斯特抽样频次fs的单元是Hz。图19-1研究成果展现了大量贸易ADC的Schreier品量因数和对应奈奎斯特抽样频次（对绝大大都ADC就是2倍的带宽）的关系。图中的虚线标了然FoM的包络，在100MHz的抽样频次以下根本上恒定在180dB。关于恒定的品量因数，SNDR每增加3dB或者带宽增加一倍，城市招致功耗翻倍。对100MHz以上的抽样频次，会有一个额外的10dB/decade的丧失，意味着带宽增加一倍，功耗是原先的4倍。
图19-1 ADC的Schreier品量因数
虽然跟着集成电路手艺的持续开展，将来的高频ADC品量因数包络会迟缓地推高。但是带宽在GHz范畴的ADC仍然无法制止功率效率低下的问题。NR毫米波引入的大带宽以及天线阵列设置装备摆设城市引入很大的ADC功耗。因而对基站和末端都需要考虑若何降低SNDR的要求。
在同样的精度和速度要求下DAC比拟ADC较为简单。并且ADC一般会引入轮回处置而DAC不会。因而DAC在研究范畴的存眷度较低。虽然DAC构造和ADC有很大差别，DAC也能够用品量因数来描述。类似于ADC的情况，大带宽和对发射机的没必要要的苛刻的SNDR要求，会招致更高的DAC功耗。
本振和相位噪声
本振（Local Oscillator，LO）是现代通信系同一个必不成少的构成部门。一个描述本振性能的参数是相位噪声。简单地说，相位噪声就是本振产生信号在频域上的不变水平的权衡。相位噪声的定义是在一个给定频次偏移Δf处的dBc/Hz值，描述的是本振产生信号和期望频次之间误差Δf的可能性。
本振的相位噪声会显著影响系统性能。如图19-2所示，以单载波为例，在参加了加性高斯白噪声（Additive White Gaussian Noise，AWGN）建模的热噪声之后，比力了有相位噪声和没有相位噪声两种情况下的16QAM星座图。对一个给定的符号错误率门限，相位噪声会限造更高的调造阶数，如图19-2所示。换句话说，差别的调造阶数会对本振的相位噪声提出差别的要求。
图19-2 有相位噪声（右）和无相位噪声（左）的单载波16QAM信号
自在振荡器和锁相环的相位噪声特征
生成频次最常用的电路是压控振荡器（Voltage-Controlled Oscillator，VCO）。图19-3通过一个模子来建模自在振荡的VCO对差别频次偏移的特征。
图19-3 一个典型的自在振荡VCO 相位噪声特征[57]：相位噪声dBc/Hz（Y 轴）和频次偏移Hz（X 轴，对数）
那里f0是振荡器频次，Δf是频次偏移，PS是信号强度，Q是谐振器的加载品量因子，F是经历拟合参数（对应的物理意义是噪声系数），而Δf1/f3有源设备1/f噪声的拐点频次。
按照图19-3所示公式，能够得出：
振荡器频次f0加倍，则相位噪声增加6dB。相位噪声和信号强度Ps成反比。相位噪声协调振器加载品量因子Q的平方成反比。1/f噪声上变频提拔了临近载波频点位置的相位噪声（即：小频次偏移）。因而在设想VCO的时候，需要平衡几个相关参数。为了比力差别半导体手艺和电路拓扑下VCO的性能，往往利用品量因数（考虑了功耗的影响）来停止公允的比力：
此中是PNvco(f)VCO的相位噪声，单元为dBc/Hz；是功耗，单元为W。那个公式值得留意的一点是相位噪声和功耗（线性值）都与f20成反比。因而为了连结必然的相位噪声，增加频次N倍则意味着功耗需要增加N2倍（假定品量因数必然）。
一个凡是的按捺相位噪声的做法是利用锁相环（Phase Locked Loop，PLL）。根本构造包罗VCO、分频器（frequency divider）、相位检测器（phase detector）、环路滤波器（loop filter）和一个高不变性低频参考源（好比晶振）。锁相环输出的相位噪声来源包罗：
在环路滤波器带宽之外的VCO相位噪声部门。环路之内的参考振荡器产生的相位噪声。相位检测器和分频器的相位噪声。
图19-4 利用锁相环的倍频至28GHz的VCO的本振相位噪声丈量（Ericsson AB，经答应利用）
图19-4供给了一个典型的毫米波本振的特征，显示了一个28GHz本振相位噪声的丈量成果。该本振在低频利用了锁相环然后倍频到28GHz。能够察看到有4个差别特点的区间：
f1小频次偏移<10kHz。大致根据30dB/decade的速度下降，次要来自1/f噪声上变频。f2频次偏移在锁相环带宽之内。相对平展并包罗多种噪声来源。f3频次偏移大于锁相环带宽。大致根据20dB/decade的速度下降，次要来自VCO相位噪声。f4更大的频次偏移>10MHz。平展，次要来自底噪。毫米波信号生成的挑战
当振荡器频次从3GHz提拔到30GHz，相位噪声也会随之提拔。对特定频次偏移，相位噪声会恶化20dB数量级。那显然会限造毫米波可用调造形式的更高阶，最末限造毫米波的更高频谱效率。
毫米波本振同样受限于品量因子Q和信号强度Ps。Lesson方程指出，为了获得较低的相位噪声，必需进步品量因子Q和信号强度Ps，同时降低有源器件的噪声系数。不幸的是，当本振频次进步的时候，上述三个方面往往朝着欠好的标的目的变革：
对单片压控振荡器（monolithic VCO），振荡器的品量因子Q会跟着频次增加而快速降低。次要的原因是：（1）寄生损耗（parasitic loss）增加，诸如金属损耗（metal loss）或衬底损耗（substrate loss）增加。（2）变容二极管Q降低。信号强度受限。那次要因为高频操做需要愈加先辈的半导体设备，其击穿电压也会跟着尺寸的降低而降低。那些因素的影响在19.3节里介绍的功放部门也能察看到，功放也会跟着频次的增加而招致功放才能的下降（-20dB/decade）。基于那些原因，在实现毫米波本振的时候，一般都是操纵一个相对低频的锁相环然后倍频到目的频点上。
除了上述的挑战，1/f噪声上变频也提拔了临近载波相位噪声。当然1/f噪声和实现手艺十分相关，比拟于垂曲双极器件（vertical bipolar device）如双极和HBT，一些平面器件诸如CMOS和高电子迁徙率晶体管（High Electron Mobility Transistor，HEMT）会产生更高的1/f噪声。
为了完全集成MMIC/RFIC VCO和锁相环，能够接纳各类手艺（从CMOS和BiCMOS到III-V族质料）。但是因为较低的1/f噪声和较高的击穿电压，一般InGaP HBT是最为常用的。虽然有较为严峻的1/f噪声，少数情况下也会接纳pHEMT设备。一些计划利用GaN FET构造，虽然能够获得很高的击穿电压，但是1/f噪声以至会比GaAS FET器件设备还要高。图19-5总结了差别的半导体手艺，在100kHz频偏范畴内相位噪声性能和振荡器频次的关系。
图19-5 差别的半导体手艺下相位噪声性能和振荡器频次的关系
比来的研究功效提醒了本振噪底对系统性能的影响。在符号速度比力低的情况下噪底对系统影响不大。但是当符号速度进步之后，好比5G NR，平展噪底起头对调造后的信号EVM产生影响。如图19-6所示为差别的符号速度和差别的噪底程度下丈量发射信号的EVM成果。那类察看意味着为宽带通信停止毫米波本振系统设想的时候，需要额外存眷手艺的选择、VCO拓扑和倍频系数，以期得到合理的较低相位噪声的噪底。
图19-6 通过对7.5GHz上发射64QAM信号丈量得到符号速度和本振噪底的关系